带有跟踪保持信号解调器的斩波稳定放大器
带有跟踪保持信号解调器的斩波稳定放大器
由Alberto Bilotti，IEEE终身高级会员和Gerardo Monreal
抽象的-斩波放大器的传统信号解调器可由跟踪保持(T/H)和平均功能代替。这种安排在不需要低通滤波器的情况下提供了偏移抵消，并且可以忽略由输入尖峰产生的残余偏移。噪声分析表明，这种T/H解调器降低了白噪声信噪比(SNR)，尽管可以通过使用最大占空比和最小放大器带宽来最小化这种降低。
索引词- 面包带白色噪声半导体，斩波放大器，偏移取消，轨道和保持解调器。
我的介绍。
放大器的斩波稳定是一种公知的技术，用于减少输入直流（DC）偏移和低频输入噪声，通常会降低精密直流放大器的性能[1] - [3]。图。图1示出了基本原理。
图1所示。传统chopper-stabilized放大器。
输入信号首先乘以单位对称方波函数S1（t）的频率ƒclk，然后由增益放大器放大G，通过切换功能乘以S2（t）类似于S.1（t)，最后低通滤波。第一乘将输入信号频谱转换为高频(HF)区域，第二乘通过将信号解调回基带恢复被放大的原始信号。另一方面，输入参考放大器的直流偏置和低频噪声部件只经过二次乘法处理。例如，将直流偏置转换成高频方波函数，由低通滤波器完全衰减。乘法功能通常由CLK信号控制的简单金属氧化物半导体(MOS)开关对实现。
传统斩波器的一个问题在于由于第一乘开关瞬态可能产生寄生偏置，这些偏置通过低通滤波器而未被抵消。另一个问题是低通滤波需要衰减残留的方波纹波由于偏移。这在单片斩波器中尤其严重，因为多极LP滤波器需要相当大的硅面积。
我们接下来描述的优点和缺点，以跟踪和保持(T/H)为基础的解调器取代传统的信号解调器。
II。轨道和保持信号解调器
让我们假设输入信号到斩波器稳定放大器V.SG带宽限制为奈奎斯特频率（ƒclk/ 2)而且放大器是无声的。
由于输入切换瞬态尖峰而导致的剩余偏移，与之相比T.clk/ 2通过尽可能多地窄带放大器[2]或包括带有中心频率的带通（BP）滤波器锁定为ƒ的带通（BP）滤波器来显着降低clk[4]。在斩波器工作在相对较高的频率和输入尖峰持续时间不再是微不足道的比较T.clk/ 2，类似的结果可以通过扩频和制造来实现S.图2（t）具有低于50％占空比的切换功能，如图2所示。2，使得在δ中t在放大峰值所在的区间，输出为零。该技术引入了Δ给出的信号衰减t⁄(T.clk/ 2)和更大的白噪音。
图2所示。通过对第二乘法器开关函数的适当整形去除输入尖刺。
可以避免信号衰减，并且当保持功能适当地包括在信号解调器中时，低通滤波器要求放松。例如，图。图3示出了包括双T / H以及可以使用的加法器（或平均）布置的信号解调器，其代替图3的传统信号解调器。1。
图3. T / H解调器。
T / H输入是非截相和反转的放大的切碎信号，而T / H输出应用于加法器。T / H交换机由CLK期间发生的脉冲和具有占空比的CLK_BAR定时信号关闭D.．我们假设切碎的信号通过放大器而没有失真，这意味着放大器带宽五个或更多次ƒclk．
在这种安排下，假设理想的开关和零偏置，并回顾在每个CLK半周期内，商店信号改变标志，每个T/H恢复原始信号G×V.SG加法器生成一个2G×V.SG输出，每个CLK半周期更新。
就DC偏移（或低频噪声分量）而言，偏移量不被切断，在每个CLK半周期中不会改变符号，因此T / H输出是极性相反的直流电压，所以偏移量由加法器。
这种信号解调器用于斩波稳定放大器的优点可以总结如下。
- 抵消偏移不需要任何LP滤波。任何剩余偏移仅是由于T/H不匹配和加法器不准确。
- 由于交错采样，与输出波形相关联的典型阶梯纹波具有2ƒclk基波频率简化了其拆除。
- 如果需要，可以通过适当的跟踪脉冲的相对相位和衰减惩罚来消除由于输入开关瞬态造成的剩余偏移。
最近报道了一种使用斩波放大器和T/H信号解调器来抵消开关霍尔磁传感器中出现的相对较大的偏移的信号调节器。
图。图4示出了使用先前描述的T / H信号解调器的全差分斩波器。由方波5-V时钟信号CLK1开关SWI，执行第一乘法，而通过采样脉冲CLK2和CLK3和C1和C2以及平均电阻器R1和R2驱动的开关SW1和SW2，构成T / H信号解调器。已经包括一种类似的T / H解调器，其从放大器输出而不是反向极性，以便产生完全差分输出。T / H交换机是互补的MOS（CMOS）通过晶体管，而输入开关很简单N.-Channel通过晶体管，以故意增强输入瞬态尖峰的幅度。假设具有40×和3dB带宽的增益的放大器是理想的，其偏移是用输入直流发电机模拟的偏移量V.离开．图。图4还示出了CLK波形，采样脉冲CLK2和CLK3大约发生在CLK1半循环的中心。
图4所示。采用T/H信号解调器的全差分斩波器。
图4的电路的香料模拟。为ƒ执行4clk= 160 kHz,D.= Ttk⁄Tclk= 0.25，5-kHz正弦输入信号为0.5mV振幅，DC输入偏移为5 mV。所有器件的Spice模型参数源自标准的2-μ混合双极CMOS（BICMOS）工艺。
图5(a)为输入信号加上放大器直流偏置波形，图5(b)为T/H解调器前放大器输出电压波形。虽然斩波信号嵌入在相对较大的瞬态脉冲中，但采样脉冲适当的相对相位可以清晰地恢复原始信号波形，如图5(c)的输出电压波形所示。
（一种）
（b）
（C）
图5.图4的斩波器的Spice模拟。（a）输入信号和输入直流偏移。（b）放大器输出电压波形，在T / H解调器之前。（c）输出电压。
输出电压是输入信号的放大副本，除了样品的典型典型的准楼梯纹波和保持（S / H）函数。与所有样本数据系统一样，随着信号频率接近奈奎斯特频率ƒclk⁄2，剩余的阶梯纹波变得更加相关，可能需要一个斩波后LP滤波器来恢复未失真的波形。例如，图6(a)显示的输出波形与图5(c)相同，但斩波器工作在信号频率为30 kHz，即≈0.4(ƒclk/ 2)由于过度的阶梯波纹，输出波形出现严重失真。图6(b)显示了如何使用−3-dB频率为60khz的后斩波单极低压滤波器近似恢复原始波形。
（一种）
（b）
图6.类似于图6的输出波形。图5（c），但是用图4的斩波放大器。4使用ƒ操作SG= 30千赫。(a)无LP滤波。(b)后斩波单极LP滤波器，频率为−3-dB，频率为60khz。
III。输入引用的偏移量
在实际电路中，补偿抵消主要受到解调器内部不匹配的限制。如果Voi一种是放大器输入偏移，任何相对不匹配m在图4的加法中的电阻器R1和R2之间的Δr/ r。4将生成输入参考偏移量m×voi.一种在斩波器中，而等效的偏移Vob由于T/H和缓冲区的不平衡，将产生输入参考的偏移VOB / G.．假设已被删除引起的输入尖峰，并且所有不平衡和偏移都是统计上独立的随机函数，具有高斯分布和零平均值，我们可以为斩波器输入引用的偏移写VoiCH.
（1）
σ(x的标准差x和G放大器增益。
由式(1)可知，由于解调器的不平衡和放大器的输入偏置，放大器增益过度增加不会得到多少增益。
与传统的切换者一样，放大器DC传递特性中的不对称性也可以通过引入不逆转和反相的扩增的短切的信号之间的差异来限制偏移消除。通常，与（1）中给出的那些相比，使用匹配匹配的差分放大器的使用使得误差可忽略不计。
此外，添加函数和使用带宽的放大器的使用远远大于时钟频率，降低了这种解调器的信噪比（SNR），如下一节所示。
四、噪声的考虑
在所有实际情况下，白噪声电压，由于放大器输入参考白噪声电压被放大G时，由于放大器带宽的限制，出现在图2中每个S/H的解调器输入端。
让我们首先在一个简单的T / h中分析白噪声行为。假设具有带宽的理想矩形噪声谱的白噪声电压BW.N功率谱密度η一世应用于T / H的输入并呼叫ηo温湿度输出时的噪声功率谱密度。如前所述，为了避免斩波信号失真，放大器带宽必须远远大于ƒclk因此bw.N»ƒclk并且噪音由T / H交换机缺乏采样。
由长度的跟踪脉冲产生的噪声D×T.clk不要显着增加输出噪音，但在保持时间（1 -D.）T.clk由于围绕时钟频率谐波调制到基带，制作η的所有高频（HF）噪声分量的折叠引入额外的噪音o>η.一世．出现这种混叠，因为周期性保持的行为作为等效的理想S / H函数，每当输入频谱延伸在奈奎斯特频带[6] - [8]上时，就会出现可观的混叠。
利用Fischer[6]分析了理想T/H的白噪声传递函数，假设输出噪声功率谱密度为跟踪间隔期间产生的噪声功率与保持间隔期间产生的噪声功率之和。我们的兴趣集中在0 < ƒ < ƒclk根据[6]的表达式A2, B5a, B5b，我们可以写出一个简单的T/H的噪声功率谱密度传递函数的一般表达式如下:
（2）
其中第一项和第二项分别表示track和hold贡献，η一世和η.o输入和输出噪声谱功率密度和
D.责任周期(T.tk/T.clk）;
ƒclk1 /T.clk=时钟频率;
H最接近于BW的整数N⁄ƒclk比率;
sinc（x）[罪（π×x）] /π×x．
注意D.= 0时，η为纯S/H函数o⁄η一世=（1 + 2×H）×sinc²（ƒ/ƒclk),对D.= 1无S/H，跟踪开关永久通，ηo⁄η一世= 1。当参数H零是否没有混叠，因为噪声输入频谱仍然低于ƒclk/ 2.当H= 1、2、3等，由于输入噪声谱超出ƒ，存在额外噪声clk⁄2达到第一，第二，第三等，CLK谐波和折回奈奎斯特乐队。由于输出噪声谱在Nyquist频带内近似平坦，(2)可以简化为假设功率谱密度恒定等于ƒ = 0处的最大值的最坏情况。因此
（3)
式(3)给出了简单T/H函数在Nyquist波段的白噪声退化情况，如图7所示，其范围为0 <D.<1和各种值H．正如预期的那样，噪声劣化最大限度D.= 0并随着越来越多增加H．
图7.用于ƒ<ƒ的简单T / H的白噪声功率谱密度传递函数clk⁄2,D.是轨道脉冲占空比和H最接近的整数BW.N⁄ƒclk，最坏情况发生在ƒ = 0时。
回到图1的解调器。如图3所示，添加了两个T / H的噪声输出，每个噪声输出由相同的噪声电压而是具有反相极性的。对于涉及远小于ƒ的噪声输入频谱的低频区域clk，T / H输出噪声电压相关并因此抵消。该取消动作包括直流偏移电压和相对低频的1 /ƒ噪声。在其余的输入噪声频谱上BW.N，其中大部分噪声电压变得不相关，并且它们的功率谱密度由加法器直接总结。
因此，根据最初的假设BW.N»ƒclk我们可以假设实际上，在两个T / H输出处产生的所有白噪声电压都是由于混叠并因此不相关;图2的解调器。图3示出了最坏的情况输出噪声功率谱密度≈2ηo．由于输出信号功率是输入信号功率的4倍，就白噪声而言，解调器噪声系数(NF)就变成了
(4）
那里的ηo⁄η一世是指单个T / H的噪声功率谱密度传递函数对于ƒ<ƒclk/ 2（图7）。
例如,对于D.= 0.3,H= 5，ηo⁄η一世图7中的比值为6，信号解调器的噪声系数为3。由于跟踪脉冲宽度不能大于1个时钟半周，最大允许占空比为0.5，从图7可以看出，混频噪声是T/H解调器噪声的主要贡献者。
诉的结论
已经描述了斩波稳定放大器的性能，其中信号解调或第二乘法函数由双T / H和加法器布置执行。与传统的斩波器相比，这种方法的最重要的优点在于取消放大器输入偏移，低频输入噪声分量和由于输入切换尖峰而导致的残余偏移，而不需要任何低通滤波。可实现的最大偏移消除由T / H不匹配和加法器精度受到限制。
为避免输出波形出现过多的阶梯纹波，输入信号频谱带宽最好小于奈奎斯特频率的0.2倍。否则可能需要斩波后LP滤波器。
最后，由于保持功能，这些解调器显示出白噪声劣化;该降低最小允许占空比为0.5和最小放大器带宽。
ACKNOWLEGMENT
作者要感谢ElectrónicaBilotti的D. Barrettino，以获得乐于助人的建议。
参考
[1]谢长廷等。，“低噪声斩波器稳定差动开关电容滤波技术”，固体电路，卷。SC-16，没有。6，PP。1981年12月708-715。
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[8] C. Gobet和A.旋钮，“交换电容器网络的噪声分析”IEEE Trans。电路SYST.。，卷。CAS-30，PP。1983年1月37日至43日。
1997年11月10日收到的稿件;修订于1998年5月2日。这项工作得到了Allegro™Microsystems，LLC的支持。本文由助理编辑M. Biey推荐。
A. Bilotti就职于Electrónica Bilotti, Olivos 1636, Argentina。
G. Monreal就职于传感器开发集团，Allegro MicroSystems, LL雷竞技竞猜下载C, Concord, NH 03306 USA。
出版商项目标识S 1057-7122(99)02748-8。
本文介绍的信号解调器集成在A3150、A3210、A3240、A3260、A3280、A3361和A3515霍尔效应传感器ic中。这篇论文最初发表在电路和系统上的IEEE事务，I：基础理论和应用雷竞技最新网址，卷。46，1999年4月4日。通过许可转载。
1057-7122 / 99 $ 10.00©1999，IEEE